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前言
随着资讯设备越来越普及，偶然已成为生活中不可或缺的工具，然而这些资讯设备皆对供电电压的变动十分敏感，即使是数毫秒的停电瞬间电压降低，都可能导致整个系统的错误动作或损毁。像此种极需要稳定电压与不容许断电的系统，必须对电源的品质有着极高的要求。而为提高供电的稳定，常使用不断电系统（Uninterruptible Power Supply,UPS）。当负载需求为直流电时，传统的交流UPS会因需将其输出交流电再整流及转换为负载所需的直流电压准位，传统的交流UPS会因需将其输出交流电再整流及转换为负载所需的直流电压单位，整体系统效率更低。为了改善此能量损耗，因此有DC UPS的发展[1-4]，而DC UPS大致为输入交流电压经由交流/直流转换器转换为直流，再经由充电器对电池充电，最后再经由放电器\直流/直流转换器转换为输出所需之电压准位。而以往之文献大多将交流/直流转换器与充电器结合[5]，或将放电器与直流/直流转换器结合[6-7]。以能量处理观点来看，DC UPS无论何种电路架构，其能量亦经过多次处理，整体系统效率的提高有限。因此，本研究提出以能量部分处理观念[8-10]，可使UPS效率更加提升并且保有较高功率因数及输出稳压。
不断电系统能量处理之探讨
传统直流不断电系统其架构如图2所示[11-13]另有为提升效率或简化电路，系统省去充电器或放电器，如文献[14-18]。通常为使系统具较高的功因会在电源输入侧加入功率因数校正器，但控制只能执行功因校正功能，对于输出侧的直流电压并无法提供快速稳压，因此输出电压有低频连波，且当负载变动时，需较长时间方能将输出电压调解为期望值。这样的性能往往无法满足负载的需求，因此为解决此一问题通常会在功率因数校正器之后再串接直流/直流转换器，已达到快速调节电压的目的，这样的系统供给负载之所有能量均被处理两次，故有较多的能量损耗其整体效率较低。
若能量处理采用如图3之示意观念，由功率因数校正其用以修正功因，交流/直流转换器进行电池充电功能及供电至直流/直流转换器。输入功率Pin部分能量αηPFC1Pin经功率因数校正器直接传送至负载，而其余能量（1-α）ηADPin，以弥补直接传送至负载的能量不足部分及电压变动的量，即可达到电压调节快速稳压的目的。整体系统效率η如下式：η=αηPFC1+（1-α）[β+（1-β）ηDD] ηAD （1）其中α为能量直接送至负载的比例，β为充电至电池的能量比例，ηPFC1为功率因数校正器的效率，ηAD为交流/直流转换器的效率，ηDD为直流/直流转换器的效率。功率因数校正器与转换器在不同的效率下，市电正常供电时整体系统效率与能量分配比率（α、β）的关系曲线如图4所示。由图中可知道，α与β值愈大则系统的效率愈高，也就是只被处理一次的能量愈多，故整体系统能量损失较少效率因而提高。此外，系统输入功率因数为[9]：
= (2)
其中，
(3)
（4）
IPFC1及IAD分别为功率因数校正器与交流/直流转换器之输入电流均方根值，R为交流/直流转换器的负载等效电阻。系统的输入功率因数会受能量分配比例的影响，如图5所示。当α愈大时，功率因数愈高，但此时会导致输出电压稳压不良或电池充电能量过小。若α变小可改善输出电压稳压不良现象，但回到职功因下降。
若不强调电池充电性能良否，交流/直流转换器改为功率因数校正器取代，则可获得较高的功率因数。在市电正常供电下其能量分配流向如图6（a）所示，输出负载能量PLoad：
（5）
储存于电池的能量Pbattery：
（6）
系统总输出能量Pout：
（7）
故系统整体效率为η：
 (8)
在市电断电后，DC UPS其能量分配流如图6（b）所示，此时总输出能量Pout：
（9）
系统整体效率为η：
（10）
功率因数校正器直流/直流转换器在不同的效率下，市电正常供电时整体系统效率与能量分配比率（α、β）德关系曲线亦如同如图4所示，α与β值愈大则系统的效率愈高。
虽然α与β为1时有最高效率，但在实际电路中为了使输出负载端达到稳压，直接输出至负载之输出能量αηPFC1Pin必须小于输出负载消耗能量PLoad的1/2。因为当αηPFC1Pin大于1/2PLoad，输入电压达到峰值时，瞬间输入的能量将会大于负载消耗的能量，就算直流/直流转换器停止工作不再传送能量至负载，仍有过多的输入能量无法完全消耗，将会有部分能量累积在输出电容上，而使得电压升高无法达到稳压的效果，如图7所示。图8位直接输出能量经由直流/直流转换器的能量各为输出负载能量的1/2时，刚好能达到稳压效果[8]。通常将αηPFC1Pin控制低于1/2 PLoad，较易达到稳压效果，如图9所示，虽然效率比较低，但可以免除输出无法稳压之困扰。
高功因高效率直流不断电系统电路原理分析
图10位所提DC UPS之电路架构，利用两个返驰式转换器（flyback converter）将能量分成两个部分并执行功率因数校正功能，并以异降压型转换器（buck-boost converter）作为快速稳压用。若此两个转换器有相同的操作频率及责任周期，则可将两转换器合并简化为图11所示。常市电存在时，输入能量经由桥式整流后，一部分为直接传送到负载侧，另一部分供给滇池和升降压型转换器，其动作示意如图12（a）所示。当市电断电时，此时由电池提供负载所需之功率，系统动作示意如图12（b）所示。
为了获得高功因及控制简单，将返驰式转换器设计操作于电感电流非连续导通模式下，且使功率开关M12在每一输入电源半周期内均保持固定的责任周期[19-20]。由于输入电压 随着正弦波变化，故输入电流iin为：
（11）
（12）
其中，LT1及TT2分别为变压器T1及T2一次侧的激磁电感，D12为功率开关M12的责任周期，TS1为功率开关M12的操作周期，Vm为输入电压之峰值。所以在功率开关M12的操作周期内，其平均输入电流 如下式表示：
（13）
由（13）式可得知输入电流iin随着正弦波形变化，因此可达到高功因的目的。系统直接传送至负载的功率PD及传送至电池和升降压型转换器的功率PIND分别为：
（14）
（15）
其平均功率PD,avg及PIND，avg为：
（16）
（17）
因此，
（18）
而PD,avg即为 ，为 ，由（18）式可得：
（19）
故功率的分配比例α可由下列式子决定：
（20）
蓄电池之注入能量是影响分配比β值大小的主要因素，而蓄电池之注入电流与功率因数校正器所提供的能量和升降压型转换器的效率有关，可用图13表示。由图中可知注入蓄电池之功率Pbattery为：
（21）
则分配比 为：
（22）
由（22）式可了解当PLoad负载大小不变时，升降压型转换器效率 越高，β值越大。另外，若开关M12导通时间越长，功率因数校正器输出之功率 越高，则β越大。当开关M12的责任周期固定时，功率因数校正器输出之功率将为定值，若负载操作于轻载情况下，直接输出至负载之输出功率 可能大于输出负载消耗功率的1/2，而使得输出端无法稳压，同时β值较大，充电至电池的功率可能过多；若负载操作于重载情况下，直接输出至负载之输出功率可能过低，导致于大部分的功率必须由电池经升降压型转换器提供至负载，则此时β值较低或为负值，电池亦有可能形成放电状态。因此，在不同的负载消耗功率必须适当调变开关M12之责任周期，以确保输出能稳压与较好的电池充电状态或β值。
由于直接输出至负载之功率必须小于或等于输出负载消耗能量的1/2，可用（23）式表示：
(23)
因此，在符合（23）式情况下，分配比β之最大值为：
(24)
实验结果与讨论
实际制作75瓦之DC UPS中，其设计规格如下所示：
1、 一次侧激磁电感：LT1=264μH LT2=123μH。
2、 升降压型转换器电感：L1=25μH。
3、 输出电容：C0=1000μF CB=330μF。
4、 输入电压：110Vac。
5、 输出负载电压：5Vdc。
6、 功率电晶体M12之切换频率：50kHz。
7、 功率电晶体M3之切换频率40kHz。
8、 电池规格：铅酸电池，12V，7Ah。
9、 能量分配比： 。
10、操作功率：10W－75W。
11、缓震电路：RCD缓震器
由于返驰式转换器操作于非连续导通模式，故其激磁电感电流为锯齿波，图14（a）、（b）分别为流经功率因数校正器一次侧激磁电感LT1与LT2之电流波形，而激磁电感电流封包围呈现正弦波形，如图15所示，因此输入电流亦接近于正弦波，量测结果如图16与图17所示，整体系统之功率因数均达到0.995以上，图18位不同负载下功率因数与输出功率之关系曲线。
由于负载在重载时为75W，故将返驰式转换器1、返驰式转换器2与升降压型转换器设计于额定输出功率75W。在不同负载下，其效率关系曲线如图19曲线a所示。而传统DC UPS在不考虑电池充电之情况下，若以单一返驰式转换器作为功率因数校正器、升降压型转换器作为快速稳压调节器，如图20所示。在不同负载下，其效率关系曲线如图19曲线b所示。由图19可得知，使用能量部分处理之DC UPS比传统DC UPS其效率较高。而理论上，返驰式转换器1仅需处理 之功率，返驰式转换器2仅需处理 之功率，故返驰式转换器1与返驰式转换器2之铁心可是用较小规格加以绕制。因此，在不同负载下，其效率关系曲线如图19曲线c所示。比较三者之效率可知，应用部分能量处理之DC UPS比传统式DC UPS效率较高外，返驰式转换器中变压器设计容量规格较小，亦可提升其效率。
由于在市电供电时电路上之蓄电池处在充电状态，蓄电池电压将会随着瞬间注入电流的变动而有连波产生。当瞬间注入的电流越大时，则蓄电池电压越低，其蓄电池之电压与充电电流波形如图21、22所示，图21是轻载时电池电压与电流波形，图22为重载时电池电压与电流波形。
当电池放电模式下，负载在40W至75W间变动，输出电压量测波形如图23，输出电压可在1.2毫秒之内稳定。当市电供电时，负载快速改变，输出电压也能像在电池放电时快速稳定，如图24所示之量测结果。
图25为市电瞬间断电时，输出电压的波形。从图中显示当输入电压断电时，输出电压并不会有所改变，系统能快速供电及稳压。图26则为市电瞬间复电时，输出电压波形，在市电提供能量之瞬间，此系统亦能快速稳压不受影响。
结论
经由理论分析及试验验证可得知，利用能量部份处理之电路架桥，系统有高功因及效率可有效提高，此外尚有以下之优点：
1.主电路架桥中两组功率因数校正器的额定容量可设计小于最大负载。
2.市电断电与复电，系统零转态时间，输出电压不受影响，无需电源检测电路。
3.只需将UPS系统中改变转换器的排列结构及能量处理的多寡，如图6所示，即可提高效率。若再加入其他提升效率的技术如软性切换，更可再提高效率。
4.若对功因修正无太高的要求，则只需将UPS系统中改变转换器操作模式，如图3所示，则电池将有较佳的充电特性及兼具系统效率改善。
著作感言
现今电子产品强调轻、薄、校、高效率、高品质、低污染，正因这些诉求所作之研究即以此为出发点。UPS的电路聚多，对不断地有创新的电路发表总感赞佩，在无创新的灵感下，是否就现有的UPS电路结构重新排列组合，也能有不错的效果，因此有了此篇文章研究内容的产出。
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