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鲁维德
摘要：本文介绍可替代线性变压器的新型高效率离线式开关IC(LNK562P)其特点、性能与应用LNK562设计的恒压/恒流线性电源替代方案及应用技巧。
关键词：离线式开关 线性变压器 偏置绕组 节能技术
1、前言-一种替代线性变压器的新型高效率离线式开关
LinkSwitch(离线式)-LP开关IC(LNK562-564)可以低成本优势替代那些基于非稳压隔离式线性变压器(50/60Hz)、输出功率达到3W的电源。由于其可全球工作的特点，只用一个通用输入的设计就可替代全世界多种基于线性变压器的设计。采用自供电电路可达到低于150mW的极低空载能耗。又可通过内部振荡频率的抖动大大降低了准峰值和平均值的EMI，从而降低滤波器成本。
它可广泛使用在下列领域：手机或无绳电话、PDA、电动工具、MP3或便携式音频设备、剃须刀等使用的充电器；待机及辅助电源.
应用领域
*手机或无绳电话、PDA、电动工具、MP3或便携式音频设备、剃须刀等使用的充电器；
*待机及辅助电源
图1为LinkSwitch(离线式)-LP开关IC(LNK562-564)内部结构框图。
2、LinkSwitch-LP开关引脚功能(见图1)所示
*漏极(D)引脚：
功率MOSFET的漏极连接点。在开启及稳态工作时提供内部操作电流.
*旁路(BP)引脚：
一个0.1μF的外部旁路电容连接到这个引脚，用于生成内部的5.8V供电电源。
*反馈(FB)引脚：
在正常操作下,功率MOSFET的开关由此引脚控制.当流向这个引脚的电流超过70μA时,MOSFET开关就被关闭.
*源极(S)引脚：
这个引脚是功率MOSFET的源极连接点。它也是旁路和反馈引脚的接地参考.
3、LinkSwifch-LP结构特征
LinkSwifch-LP在一片晶圆上包括一个700V的功率MOSFET开关(图1右边所示)及一个电源控制器。与通常的PWM(脉冲宽度调制)控制器不同，它使用了一个简单的开／关控制来调节输出电压。这个控制器包括一个振荡器、反馈(感测及逻辑)电路、5.8V稳压器，旁路引脚欠压电路、过热保护、频率抖动、电流限流电路及前沿消隐功能。
3.1振荡器
LNK562、563及564的典型振荡器频率分别为66／83／100kHz的平均水平。振荡器生成了两个信号：最大占空比信号(DCMAX)以及显示每个开关周期开始的时钟信号。
振荡器具有的电路可导入少量的频率抖动，通常为5％的开关频率以将EMI降低到最小。频率抖动的调制速率设置在1kHz的水平，目的是降低平均及准峰值的EMI，并给予优化。频率抖动与振荡器频率成正比，测量时应把示波器触发设定在漏极电压波形的下降沿来测量。图2的波形显示了频率抖动状态。当FB引脚电压低于如下描述的1.69V时，振荡器频率会降低。
3.2反馈输入电路
在FB引脚的反馈输入电路包括了一个输出设置在1.69V的低阻抗源极随器(图1左端)。当流入到此引脚的电流超过70μA，在反馈电路输出端生成一个低逻辑电平(禁止)。在每个周期起始时，对应时钟信号的上升沿对这一输出进行采样。如果为高,则功率MOSFET会在那个周期导通(启用)，否则功率MOSFET将仍处于关闭状态(禁止)。由于取样仅在每个周期的开始时进行，此周期中随后产生的FB引脚电压或电流的变化对MOSFET状态都不构成影响。当FB引脚电压下降到1.69V以下时，振荡器频率开始线性下降；到自动重启阈值电压0.8V时频率会降到48％的水平上。这一功能在输出电压低于额定稳压阈值电压VR情况下限定电源的输出电流,见图3(a)简化典型图所示。
3.3 5.8V稳压器及6.3V分流电压箝位
从图1可知,只要MOSFET处在关闭状态，5.8V稳压器就会从漏极的电压吸收电流，将连接到旁路引脚BP的旁路电容(见图3(a)所示)充电到5.8V.而旁路引脚是内部供电电压节点。当MOSFET开启时，器件将贮存在旁路电容内的能量用光。内部电路极低的功率耗散使linkSwitch-LP可使用从漏极吸收的电流持续工作。一个0.1μF的旁路电容就足够实现高频率的去藕及能量存储。
另外，当有电流从外部提供给旁路引脚时，一个6.3V的分流稳压箝位电路(图1所示)会将旁路引脚电压箝在6.3V。这样就很方便从偏置绕组通过一个电阻由外部向器件供电，从而将空载能耗降低到50mW以下。
3.4旁路引脚欠压
箝位引脚欠压电路在箝位引脚电压下降到4.85V以下时关闭功率MOSFET.一旦箝位引脚电压下降到4.85V之下，它必须在上升回5.8V才可重新开启功率MOSFET.
3.5过热保护
热关断电路检测结的温度。阈值设置在142℃并具备75℃的迟滞范围。当结温度超过这个阈值(142℃)，功率MOSFET关闭，直到结温度下降75℃，MOSFET才会重新开启。
3.6电流限流
电流限流电路检测功率MOSFET的电流。当电流超过内部阈值(ILIMIT)时，在该周期剩余阶段会关断功率MOSFET.在功率MOSFET开启后，前沿消隐电路会将电流限流比较器抑制片刻(tLEB).通过设置前沿消隐时间，可以防止由电容及整流管反向恢复时间产生的电流尖峰引起导通的MOSFET提前误关断。
3.7自动重启动
一旦出现故障，例如在输出短路或开环情况下，LinkSwitch-LP进入自动重启动操作。每个FB引脚电压超过反馈引脚的自动重启动阈值电压(VFB(AR))时，一个由振荡器记时的内部记数器会重新设置.如果FB引脚电压下降到低于(VFB(AR))并超过了100ms时，功率MOSFET开关被关闭。自动重启动电路以一个12％典型占空比对功率MOSFET进行交替使能和关闭，直到故障排除为止。
4、关于LinkSwifch-LP(LNK562-564)的特性
4.1最低的系统成本以及先进的安全特性(从图3(a)可看出)
*它是外围元件数目最少的开关器件；
*IC调节技术使得各项参数的公差非常严格，采用独特专用的脉冲变压器结构技术实现无箝位电路(Clampless)设计,则降低了外围元件的数目和系统的成本,同时也提高了效率;
*满足行业内对过载热保护的标准要求,从而无需线性变压器使用的温度保险丝或在RCC恒压设计中使用的额外元件;
*因引入少量(5%)频率抖动,极大地降低了EMI,便可使用低成本的输入滤波器;
*无论在PCB板上还是在封装上都保证高压漏极与其它所有引脚之间满足高压漏电要求;
*获专利的E-Shield(屏蔽)变压器省去了Y电容。
4.2优于线性变压器及RCC的出色性能
*具有迟滞热关断保护,可自动恢复功能提高了应用的可靠性；
*通用输入范围可在全世界范围内使用；
*自动重启动功能在短路及开环电路故障状况下可将输出功率降低85％以上；
*简单的开／关控制，无需环路补偿；
*高带宽提供快速的无过冲启动及出色的瞬态负载响应。
4.3 EcoSmart-节能技术
*无需任何附加元件，轻松达到全球所有的节能标准；
*在265VAC输入时的空载能耗<150mW；
*开／关控制可在极轻负载时具备恒定的效率,这是达到强制性CEC标准的理想选择。
5、典型应用-LNK564IC构成的6V330mA恒压/恒流(CV／CC)输出的电源电路。
图4显示的是一个典型的用LNK564IC构成的6V330mA恒压/恒流(CV／CC)输出电源电路的替代方案。值此对方案特点作一分析
5.1输入电路
AC输入差模滤波可由C1和L1形成的极低成本的输入滤波器得以实现.LNK564的频率抖动特性省去输入pi(C、L、C)滤波元件，仅需要一个大容量电容。加上一个套管还可使输入电感L1既用作保险丝，又用作一个滤波元件。这一简单的Filterfuse(滤波保险丝)输入级更进一步地降低了系统成本。另一个可选方案是用一个保险丝电阻RFl来提供保险丝的功能。
在某些应用中如果允许EMI的裕量较低及／或降低的输入耐浪涌能力，那么可以从中线上取掉输入二极管D2。在这类应用中，D1需要是一个耐压为800V的二极管。
5.2 关于LNK564开／关控制
该设计采用简单的偏置绕组(T1脉冲变压器/1.2)电压反馈方式，由LNK564进行开／关控制。当开关关闭时，由R1及R2形成的电阻分压器决定了脉冲变压器T1偏置绕组上的输出电压。在V／I曲线(见图3(b))上的恒压工作区域，LNK564器件使能／禁止开关周期以维持FB引脚的电压为1.69V。二极管D3及低成本陶瓷电容C3提供初级反馈绕组(T1/3.4)电压的整流滤波功能。当加重的负载超出恒定功率阈值，FB引脚电压开始随电源输出电压的下降而降低。内部振荡器频率在这一区域内线性下降，直到达到启动频率50％为止。当FB引脚电压下降到低于自动重启动阈值(FB引脚通常为0.8V，这相当于电源输出电压在1V到1.5V之间)，电源将关断100ms，然后再重新开启100ms。它将会持续进行这一工作模式直到FB脚超过自动重启动阈值。这一功能在输出短路的情况下可降低平均输出电流。
该方案中,可将C3提高到0.47mF或更高来进一步降低空载耗。
由于LNK564中使用了限流调节技术从而使得限流点公差非常精确，同时采用较新的变压器结构技术得以在初级电路中实现无箝位电路的设计。峰值漏极电压在265VAC输入时可以控制在550V之下，对700V耐压(BVDss)的MOSFET管来说有非常大的裕量。
5.2输出电路管的选择
输出的整流滤波由输出整流管D4和滤波电容C5来实现。由于自动重启动特性，平均短路输出电流大大低于1A，因而可以使用低成本的D4整流管。输出电路只要能处理电源输出短路时的持续短路电流就可以了。二极管D4为超快恢复型二极管，用来优化输出V／I特性。备选电阻R3作为假负载，在空载输出时将输出电压加以限制。尽管存在这个假负载，空载能耗在265VAC时仍能保持在140mW左右的目标范围内。通过将R3的值提高到2.2kW或更高，就可满足更低的空载能耗要求，并同时可将输出电压限制在9V以下。如需要，可将备选的Zener(齐纳)嵌位二极管(VRl)安装在电路板的左侧的空白位置以便在开环情况下限制电源最大输出电压。
6、应用中的技巧
6.1输出功率问题
数据手册中有最大输出功率表(见表1),它表明了在如下假设的条件下可以获得的实际最大连续输出功率：
*当85VAC输入时，DC最小输入电压是90V或更高，亦或当230VAC输入或115VAC输入并使用倍压整流时，最小DC电压是240V或更高。输入电容值的选择应足够适用不同AC输入电压的要求;
*使用一个Schottky(箫特基)二极管作为次级6V输出的整流;
*假设效率是70％;
*只是恒电压输出(无次级恒流电路);
*非连续模式操作(KP>1);
*实际变压器设计中使用合适尺寸的磁芯(参见表2);
*器件通过源极引脚焊接到PCB板足够大的铜铂区域上，以使源极引脚温度保持或低于100℃;
*开放式架构设计的环境温度是50℃，适配器设计的壳体内温度是60℃
当KP值小于1时，Kp是初级电流脉动部分与峰值部分的比率。KP高于数值l时，KP是初级MOSFET关闭时间与次级二极管导通时间的比率。由于有对磁通密度的要求，一个典型的LinkSwitch-LP设计通常是不连续的，优点是可使用低成本的快速(超快速)输出二极管作为输出整流，同时可以降低EMI。
6.2无箝位设计
无箝位设计完全依赖漏极节点电容来控制漏极电感引起的峰值漏极-源极电压。因此最大AC输入电压、VOR(输出反射电压)的数值、漏感能量(是漏感和峰值初级电流的函数)以及初级绕组电容决定了峰值漏极电压。在没有任何功率耗散元件作为外部电压箝位的情况下，更长的漏感振荡持续时间会导致EMI升高。
对于一个通用输入的设计或230VAC输入的无箝位设计，请注意如下建议：
*无箝位设计应在输出功率≤2.5W并使用≤90V的VOR的情况下使用;
*对于输出功率2W的设计，初级绕组应采用双层绕制的结构以确保初级匝间电容在25pF到50pF的足够大范围内;
*对于输出功率小于2.5W大于2W的设计，必须在变压器中增加一个偏置绕组并使用标准恢复时间的二极管(1N4003-1N4007)进行整流，作为箝位功能。从偏置绕组电容连接一个电阻到旁路引脚BP，可以从外部向器件供电。这样的设计禁止了内部高压电流源的操作，降低了器件本身功耗及电源空载功耗;
*对于输出功率大于2.5W的设计，无箝位设计不可行，需要在器件外部增加RCD(电阻电容器二极管)或Zener(齐纳二极管)箝位电路;
*必须保证在最差情况下，比如高输入电压、峰值漏极电压低于内部MOSFET的BVDSS规格，最理想状况是≤650V，从而为设计留有裕量。
VOR(输出反射电压)是在次级二极管导通期间输出电压加上二极管正向导通压降，通过变压器的变比反射到初级绕组上的电压。直流总线电压、漏感尖峰电压以及VOR决定了峰值漏极电压。
6.3噪音的抑制
在LinkSwitch-LP中使用的周期跳频模式能使变压器产生音频噪音。为抑制噪音，应将变压器的峰值磁芯磁通密度设计在低于1500高斯(150mT)之下。
按照设计指南使用标准的浸渍清漆变压器制造技术，就能够消除噪音。不推荐真空浸渍的变压器，因为相对于清漆浸渍来讲其效果并不明显。尽管真空浸渍具有提高变压器分布电容的好处(对无箝位设计有所帮助)，它同样会扰乱变压器结构设计的电气效果，尤其是在使用了屏蔽绕组情况下。更高的磁通密度也是可行的，这样可以如上表2所示，提高了变压器输出功率的能力。然而必须仔细对变压器噪音进行评估，最好在设计确认前使用生产过程中的变压器样品进行测试。
在箝位电路中使用象Z5U介质的陶瓷电容同样会产生噪音。在这种情况下，尝试使用其他不同介质材料或结构的电容，例如薄膜型电容。
6.4偏置绕组反馈
要在偏置绕组反馈设计中实现最佳的输出稳压精度，应使用一个慢速二极管例如1N400x系列作为整流。它会有效抑制漏感尖峰，从而提高反馈精度。而在使用快恢复时间二极管时，漏感尖峰会引起误差，造成稳压精度下降。在无箝位电路的设计中必须要使用慢速二极管。
参考文献：
Power Integrations,Inc产品手册2005年
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